铁路信号电源系统中直流电源模块优化设计
时间：2023-02-24 11:20:05 来源：千叶帆 本文已影响人
吴庆丰
（天津铁路信号有限责任公司，天津 300300）
铁路信号电源系统设备中需要DC24 V、DC48 V、DC220 V等电压等级的直流开关电源，为继电器、轨道电路、电码化、直流转辙机等直流信号设备提供稳定可靠的供电。一般单台开关电源模块容量为1～3 kW，通过多台模块并联输出，为负载设备提供N+X冗余备份，提高系统可靠性。TB/T 1528系列标准中要求高频开关电源模块效率大于82%，稳压精度小于等于3%。在实际应用中开关电源模块效率一般在85%左右，采用自然冷却方式的模块往往需要较大体积的铝制散热片，所以自冷方式模块结构只能按标准规定的四分之一模块外形尺寸进行设计，占用空间较大。采用风冷方式的模块可以使用相对体积小的散热片，按标准规定的八分之一模块外形尺寸进行设计，占用空间较小。随着信号设备容量增大，有必要设计更大功率的模块以减少模块数量，提高系统可靠性。模块功率提高不仅需要更大容量的功率器件，更有必要优化拓扑电路，提高系统效率，以减少电能损耗转为热能，从而降低对散热片和风扇的需求，进一步降低模块内的空间占用同时降低整体成本。
传统开关电源电路拓扑如图1所示，广泛应用于开关电源的设计。AC/DC部分采用桥式整流加BOOST升压电路实现输入功率因数校正，DC/DC部分采用相移全桥电路实现，直流电压的隔离和电压值变换，输出为目标电压。控制部分多采用现有的集成电路分别实现AC/DC和DC/DC部分功能的控制，例如采用UC3854系列集成电路作为核心控制器件实现AC/DC控制，使用UC3875系列集成电路作为核心控制器件实现DC/DC控制。
图1 传统开关电源拓扑电路Fig.1 Conventional switching power supply circuit topology
AC/DC部分电路整流桥把输入市电整流为脉动直流，升压电感L1、功率开关管Q1和二极管D1构成BOOST升压电路。当Q1导通时，输入电压Vi对电感L1充电，把能量储存在L1中，当Q1截止时，L1产生反向感应电压，通过二极管D1把储存的电能叠加输入电压Vi释放到输出电容器C1中。通过控制输入电流波形跟随输入电压波形，实现功率因数校正（PFC）功能，一般直流母线的电压为400 V。
DC/DC部分的输入是PFC电路的输出，Q2～Q5为功率开关管，Lr为变压器T1初级串联谐振电感（包括变压器的漏感），变压器次级电压经过D3、D4整流和输出LC滤波器给负载供电。
功率开关管Q2、Q3组成左桥臂，180 °互补导通，功率开关管Q4、Q5组成右桥臂，180°互补导通，两个桥臂导通之间相差一个相位，即所谓的相移角。通过调节相移角大小，来调节输出电压脉冲宽度，在变压器副边得到占空比D可调的正负半周对称的交流方波电压从而达到调节输出电压的目的。
如图1 所示的开关电源电路拓扑简单，控制容易实现，但仍存在一些缺点。
BOOST升压拓扑在功率较大适用连续导通控制模式（CCM），在此模式下工作的主要问题是二极管D1的反向恢复问题，传统电源使用硅基快恢复二极管作为PFC电路的升压二极管，此二极管在反向恢复期间会产生较大反向电流，反向恢复电流将产生额外的损耗，一般要在D位置并联电阻器电容器（Resistor Capacitor，RC）吸收电路。目前，通过应用新的半导体功率器件碳化硅二极管，已经解决反向恢复的问题。
移相全桥电路，利用功率器件的结电容与变压器的漏感作为谐振元件，使全桥电源的4个开关管依次在零电压下导通，实现恒频软开关，提升电源的整体效率。相移全桥电路的一个主要缺点是轻载时滞后桥臂不能实现零电压开关（ZVS），不适合负载变化范围大的场合。由于滞后桥臂的轻载下不能实现零电压开关，将存在开关损耗，增大散热器的体积；
开关管开通时存在较大的di/dt，将会造成大的EMI。变压器次级存在占空比丢失问题，开关频率越高，占空比损失越大。采用图1 中拓扑结构实现的开关电源模块，实际测试效率能够达到 85%左右。
随着站场规模及直流信号设备容量的增大，对开关电源的容量及效率提出了更高的要求。应对上述需求的一种电路拓扑，如图2所示，AC/DC部分主要变化采用两相交错并联BOOST电路实现功率因数校正，可以提高模块容量，减小PFC电感器的电感量，降低输入电流谐波。DC/DC部分采用LLC谐振软开关拓扑结构，可实现全负载范围内的一次侧开关管的零电压导通和二次侧整流二极管的零电流开关，降低开关损耗，提高功率变换的效率。
图2 交错并联PFC+LLC谐振软开关电路拓扑Fig.2 Interleaving PFC+LLC resonant soft-switching circuit topology
为进一步提高效率，减少整机的热损耗，提高系统可靠性，分析图2拓扑中功率损耗较大的元器件，AC/DC部分主要为整流桥，DC/DC部分为变压器副边的整流二极管D3、D4。下面按AC/DC部分和DC/DC部分分别进行优化设计。
4.1 AC/DC部分的优化设计
以2 000 W容量为例，输入电压按额定220 V，整流桥上单个二极管压降按VF=1.1 V电压计算，整流桥上损耗功率为P损=2 000/220×1.1×2=20 W，如果输入电压较低，按165 V计算，整流桥上损耗功率将达到26.7 W。为提高AC/DC部分的效率，对图2中电路结构进行优化。如图3所示，为双BOOST无桥PFC电路结构，能够在电流回路中减少一颗二极管，提升PFC部分的效率，峰值效率能够达到98%。
图3 双BOOST无桥PFC电路Fig.3 Dual Boost bridgeless PFC circuit
图3所示的无桥PFC电路虽然能降低整流桥的功率损耗，但存在器件数量增加，成本增高的劣势。随着最新的宽禁带半导体氮化镓和碳化硅开关管的推出，使得图腾柱PFC电路结构成为更优选择。SiC二极管具有反向恢复时间几乎为0，开关损耗小的特点，适合更快的开关频率及软开关的应用，正向压降小且无反向恢复电流的特性使得硬开关的应用中能达到更高效率。如图4所示，为一个较完整图腾柱PFC电路拓扑。图腾柱PFC拓扑具有较低的电磁干扰，使用最少的功率器件实现功率因数校正功能，结构设计可以更紧凑，相对成本低，且效率高，功率密度高。
图4 图腾柱PFCFig.4 Totem pole PFC
在图4所示电路中，在模块上电启动过程中，输入电源对直流母线上电容C1充电会产生较大的浪涌电流。为了抑制这一浪涌电流，通常采用图4中R1串联在电感L1前，R1一般采用PTC型热敏电阻，在上电过程中，浪涌电流在电阻上产生能耗，温度升高阻值变大，进一步限制浪涌电流。PFC启动后继电器REALY1线圈得电，常开触点闭合，使R1短路。AC/DC正常工作过程，主电路电流经过继电器触点，而R1不起作用。
继电器可以很容易地驱动，但存在触点动作声音及触点寿命的问题，采用电阻限流的方式导致上电缓启动时间较长。在图4基础上对D1、D2替换为晶闸管SCR1、SCR2，可减少继电器和限流电阻，不仅能够节省PCB空间，而且减少了继电器和电阻上能量损耗，可控制启动时间更快，如图5所示。在PFC正常工作过程中，SCR1和SCR2作用与二极管相同，市电的正半波时SCR2导通，市电负半波时SCR1导通。在市电接通启动过程中，通过控制SCR1、SCR2的导通角，达到平滑控制母线电容器C1的充电过程，使C1电容器上的直流电压受控地逐渐升高，可在6个市电周波内平滑升高达到目标电压。
图5 图腾柱PFC增加浪涌电流控制功能Fig.5 Totem pole PFC with added surge current control function
图腾柱PFC电路能够获得较高的输入功率因数和效率，但在输入电压过零点时输入电流存在畸变的问题。可以采用数字软启动方法消除电压过零点的电流尖峰。为在市电电压过零点位置实现SCR1和SCR2的可靠交替工作，一般在电压过零点位置设置一个死区时间，此时SCR1和SCR2均无驱动信号，Q1和Q2也均无驱动信号，开关管处于断开状态。可根据市电波形的极性，功率管Q1或者Q2在过零点死区结束位置开始驱动信号的软起动过程，驱动脉冲的占空比由小到大逐渐变化。在死区时间内，应停止控制环路的计算，否则电流内环计算产生一个大的占空比驱动信号，这将会引起电流尖峰。
4.2 DC/DC部分的优化设计
DC/DC部分采用LLC谐振软开关拓扑结构，一般根据功率大小可选择半桥拓扑或者全桥拓扑，一般容量2 kW左右的电源模块可采用如图2所示的半桥电路拓扑，对于更大功率的电源模块更适合采用如图6所示的两相并联电路拓扑，或采用如图7所示的三相交错并联电路拓扑。隔离变压器二次侧整流部分采用功率管替代二极管实现同步整流，降低二次侧高频整流部分的功率损耗，进一步提高整机效率。
图6 两相并联LLC电路拓扑Fig.6 Two-phase parallel LLC circuit topology
两相并联LLC电路拓扑由两路硬件独立的主电路构成，通过输出端的并联实现单机的扩容，同时根据负载的变化，灵活控制工作的主电路。当空载或轻载时，可只控制其中一路LLC拓扑工作，降低功率损耗，能够实现全负载范围内的高效率工作。在信号电源屏中应用的直流开关电源采用N+M冗余方式，正常工作时单台开关电源模块负载率均低于50%，此时可工作于单LLC拓扑电路，有利于整个电源系统效率提升，节能降耗。当任意一路LLC主电路故障时，可关闭这一路的驱动，通过另外一路进行整机的降额工作，提高模块的可用性。
通过采用图7所示的三相交错并联LLC电路结构，软开关的使用提高功率器件的开关频率，能够实现更高的输出功率和整机效率。三相LLC电路交错120°工作，降低了输入输出的电流纹波，所以能够有效减小输入和输出的滤波电容器的容量。纹波电流很小，所以可以省掉输出滤波电感器，能够实现器件数量的减少和空间占用的减少。高频隔离变压器原边绕组和副边绕组分别构成星形连接，使得三相之间相互存在电气耦合，可以减小各相之间谐振参数不对称带来的不利影响，相比两相交错并联具有更强的均流能力，对器件的容差性更大。通过提高开关管的工作频率，能够降低谐振电感器Lr1、Lr2、Lr3和谐振高频隔离变压器T1、T2、T3的体积，进一步提高开关电源模块的功率密度，同样体积可以实现更大功率的输出。
图7 三相交错并联LLC电路拓扑Fig.7 Three-phase interleaving LLC circuit topology
以输入额定电压DC400 V、输出电压DC24 V、输出功率P为2 000 W容量为例，计算图2中单LLC谐振拓扑电路中励磁电感Lm、谐振电感Lr、谐振电容Cr等关键参数。输入电压范围DC350～410 V，输出电压可调范围DC20～30 V，设计谐振频率fr=100 kHz，最大工作频率fmax=200 kHz。
变压器匝比n=Udc/(2×Uo)=400/(2×24)=8.33
最大增益Mmax=2n×Uo_max/Udc_min=2×8.33× 30/350=1.428
最小增益Mmin=2n×Uo_min/Udc_max=2×8.33× 20/410=0.813
负载电阻值Ro=Uo2/P=242/2 000= 0.288 Ω
输出电流Io=Uo/Ro=24/0.288=83.333 A
等效阻抗Req=8×Ro×n2/π2=16.198 Ω
其中Uo为输出额定电压24 V，Udc为输入额定电压400 V，Ro为输出额定功率2 000 W时负载电阻，Io为输出额定功率时输出额定电流，8为常数，n为变压器匝比。
电感归一化系数取K=Lm/Lr=6，在最小输入电压和满载输出条件下，计算变换器能工作在ZVS条件下的最大品质因数如公式（1）所示。
死区时间取td=500 ns，寄生电容取CZVS=2 000 pF，计算在最大输入电压和空载输出条件下，计算变换器能工作在ZVS条件下的最大品质因数如公式（2）所示。
在整个工作过程中求取最大QZVS如公式（3）所示。
谐振网络的特征阻抗ZR如公式（4）所示。
在实际应用中根据输出容量可灵活选用拓扑结构，达到最优的性价比。随着负载种类的变化，为适用于不同电压的需求，有必要对宽范围输出的直流开关电源模块进行设计开发。在上述拓扑结构中可采用Burst控制方式，实现LLC电路的宽范围输出，也可采用相移控制和脉冲频率控制相结合的控制方式实现。也可根据负载情况，在空载和轻载时采用脉冲宽度调制的控制方式，正常带载时采用脉冲频率调制的控制方式，降低空载或轻载时的损耗，提高整机变换效率。在优化电路拓扑结构的基础上，根据使用环境和负载情况采用灵活多样的控制策略，能够实现开关电源的可靠、高效运行。
本文分析了应用于铁路信号电源领域常用的直流开关电源拓扑结构，根据使用需求的不同，提出不同的优化电路拓扑，采用更优的电路拓扑和相应的控制策略能够提高开关电源产品的质量。
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